Разработка трёхканального стабилизатора тока

Разработка трёхканального стабилизатора тока

Введение

Полупроводниковая электроника представляет собой обшир­ную область науки и техники, охватывающую большой круг воп­росов получения и исследования полупроводниковых материалов, проектирования и производства полупроводниковых приборов и  интегральных микросхем, а также построения   устройств и систем на их основе. Изделия полупроводниковой электроники   об­разуют элементную базу современной вычислительной техники, автоматики, радиоэлектроники и силовой полупроводниковой пре­образовательной техники. Успехи технологии полупроводниковых приборов в начале 60-х годов способствовали созданию интеграль­ных микросхем, объединяющих в одном полупроводниковом кри­сталле десятки, сотни и тысячи элементарных полупроводниковых приборов: диодов, резисторов, биполярных и полевых транзисто­ров. Создание интегральных микросхем позволило резко повысить надежность, снизить массу, габариты и потребление мощности электронно-вычислительной аппаратуры, повысить ее быстродей­ствие и функциональные возможности. Большим достижением мик­роэлектроники явилось создание в начале 70-х годов микропро­цессоров на базе больших интегральных микросхем (БИС) — надежных, дешевых и производительных вычислительных систем, изготовленных в одном полупроводниковом кристалле и выпол­няющих все функции электронной вычислительной машины. На­ряду с интегральными микросхемами  выпу­скается большое количество дискретных полупроводниковых приборов. К ним прежде всего относятся маломощные и мощные диоды, транзисторы, тиристоры, всевозможные полупроводнико­вые датчики и преобразователи энергии: солнечные батареи и полупроводниковые термоэлектрические устройства.

Представление о полупроводниках как об особом классе ве­ществ возникло в начале 30-х годов в связи с появлением кван­товой теории твердого тела. Однако уникальные физические свой­ства этих материалов использовались в приборах еще в конце прошлого века. Выпрямительные свойства контактов между ме­таллами и некоторыми сернистыми соединениями были обнару­жены в 1874 г. А. С. Поповым. При изобретении радио был при­менен порошковый когерер, в котором использовались нелинейные свойства зернистых структур.

В 20-е годы 20-го столетия О. В. Лосев экспериментально доказал существование некоторого «активного» слоя в детекти­рующем контакте, обладающего вентильными свойствами, которые теперь объясняются наличием p—n перехода. Еще в 1923 г. он обнаружил в этом слое явление люминесценции, которое теперь широко применяется в светоизлучающих диодах и полупроводни­ковых лазерах. Он был первым, кто обнаружил и использовал наличие отрицательного дифференциального сопротивления то­чечно-контанерации радиосигна­лов. Широкое и систематическое исследование свойств полупро­водников было начато в 30-е годы. Именно в этот период были разработаны основы физики полупроводников, открыты наиболее важные эффекты в полупроводниках, на основе которых работают совре­менные полупроводниковые приборы. При разработке теории вы­прямления на границе двух полупроводников разного типа элек­тропроводности (электронной и дырочной) Б. И. Давыдов в 1938 г. установил важную роль неосновных носителей заряда в     образовании тока. В 1940—1941 гг. В. К. Лошкаревым и его со­трудниками  экспериментально была подтверждена диффузионная теория выпрямления на p—n переходе. В 1940 г. был изготовлен первый точечный диод.В 1948 г. американские физики Дж. Бардин, У. Браттейн и У. Шокли    предложили, а затем изготовили точечно-контактный транзистор. У. Шокли разработал теорию плоскостного транзи­стора. В 1952 г. были созданы первые промышленные образцы плоскостных транзисторов, получивших в дальнейшем широкое распространение. Тогда же У. Шокли предложил полевой транзи­стор с управляющим p—n переходом.

Одновременно с разработкой приборов новых типов велись работы по совершенствованию технологических методов их изго­товления. В первой половине 50-х годов был разработан процесс диффузии примесей в полупроводниковые материалы, и в 1956 г. началось производство транзисторов с базой, полученной методом диффузии. Важным достижением стало появление в начале 60-х годов планарного процесса. Выращивание изолирующего слоя диоксида кремния на поверхности кремниевой подложки и полу­чение в нем топологического рисунка заданной конфигурации с применением процесса фотолитографии позволили осуществлять прецизионный контроль за размерами элементов полупроводнико­вой структуры. Наряду с этим в 1960 г. был разработан еще один из важнейших технологических процессов – эпитаксиальное наращивание слоев полупроводников требуемых толщины и электрических свойств на монокристаллической подложке.

По мере совершенствования технологии полупроводниковых приборов и с появлением планарной технологии наблюдалось быстрое освоение полупроводниковыми приборами диапазона СВЧ. В 60-е годы появились смесительные диоды с барьером Шотки, туннельные диоды, варикапы, СВЧ транзисторы. Эффект генерации когерентных СВЧ колебаний в p—n переходе при удар­ной ионизации, обнаруженный в 1959 г. А. С. Тагером и его со­трудниками, лег в основу нового типа приборов – лавинно-пролетных диодов.Достижения полупроводниковой электроники явились основой создания микроэлектроники. В 1961—1962 гг. появились первые биполярные интегральные микросхемы, а в 1964 г. — несложные интегральные микросхемы на полевых транзисторах. С 1967 г. на­чался выпуск больших интегральных микросхем. /1/

1 Анализ принципа действия трёхканального стабилизатора тока

1.1 Общие сведения об интегральных операционных усилителях

Операционным усилителем (ОУ) на­зывают усилитель постоянного тока, имеющий коэффи­циент усиления по напряжению выше тысячи.

Термин «операционный усилитель» возник в аналоговой вычислительной технике, где подобные усилители с соответствующей обратной связью применялись для моделирования различных математических операций (интегрирование, суммирование и т. д.). Появление по­лупроводниковых ОУ в виде интегральных схем (ИС), имеющих относительно низкую стоимость и высокие тех­нические характеристики, привело к тому, что ОУ очень быстро стал наиболее широко применяемой, универсаль­ной аналоговой ИС.

Принципиальные схемы интегральных ОУ содержат, как правило, один, два или три транзисторных каскада усиления напряжения (причем входной каскад всегда выполняется по дифференциальной параллельно-симмет­ричной схеме), выходной каскад усиления тока (эмиттерный повторитель) и цепи согласования каскадов между собой.

Эквивалентная схема ОУ для низких частот показа­на на рисунке 1. Входящие в эту схему суммирующие узлы (обозначены кружками) предполагаются идеальными: их выходное напряжение равно сумме входных напряже­ний, взятых с соответствующим знаком. Точно также предполагаются идеальными масштабирующие звенья (обозначены треугольниками): их входные и выходные сопротивления так же, как и у суммирующих звеньев, равны соответственно бесконечности и нулю. Все напря­жения в эквивалентной схеме рисунке 1 отсчитываются от­носительно общего провода — земли.

Как видно из эквивалентной схемы, ОУ имеет два ос­новных входа и один выход (именно так и обстоит дело в подавляющем большинстве интегральных ОУ, хотя в принципе могут быть и отличия от этого варианта). Один из входов усилителя называется инвертирующим, а другой — неинвертирующим. При работе ОУ в линей­ном режиме напряжение на его выходе возрастает с уменьшением напряжения на инвертирующем входе (e-) и с увеличением напряжения на неинвертируюшем входе (е+). Для экономии места в дальнейшем будем называть инвертирующий вход И-входом, а неинвертиру­ющий — Н-входом.

Разность напряжений на входах ОУ (е+~е-) называ­ют дифференциальным (разностным) входным сигналом ОУ, а полусумму этих напряжений (е+ + е-)/2 — синфаз­ным входным сигналом.

Рисунок 1 — Эквивалентная схема ОУ для низких частот

На электрических схемах ОУ принято условно изо­бражать в виде треугольника, одна из вершим которого служит точкой присоединения выходного вывода. Входы усилителя показывают на противоположной стороне треугольника, причем И-вход обозначают знаком «—» или маленьким кружком.

Параметры ОУ, которые характеризуют его качество, весьма многочисленны.

Коэффициент усиления (К) — отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению дифференциального входного напряжения при работе усилителя на линейном участке характеристики:

                                                                                            (1)

где UBX = e+—е-; интегральные ОУ имеют коэффициент усиления, лежащий в диапазоне 103—10б.

Напряжение смещения (есм) — дифференциальное входное напряжение (е+—e-), при котором выходное напряжение усилителя равно нулю. Максимальное по модулю значение есм для усилителей, входные каскады которых выполнены на биполярных транзисторах, чаще всего составляет 3—10 мВ. У тех ОУ, у которых входной каскад строится на полевых транзисторах, напряжение смещения обычно на порядок больше, 30—100 мВ.

Средний входной ток (iвх) — среднеарифметическое значение токов Н- и И-входов усилителя, измерен­ных при таком входном напряжении UBX, при котором выходное напряжение UBblХ равно нулю. На эквивалент­ной схеме рисунок входные токи отражены в виде источ­ников тока i+ и i-. Средний входной ток интегральных усилителей с входными каскадами на биполярных тран­зисторах обычно лежит в диапазоне 0,01 — 1 мкА. Такие малые значения гвх обеспечиваются за счет работы вход­ных транзисторов ОУ в режиме очень малых коллектор­ных токов. Дальнейшее снижение входных токов (до 1 нА и меньше) достигается при использовании полевых транзисторов во входных каскадах ОУ.

Разность входных токов (∆iвх) —  абсолютное значе­ние разности токов двух входов усилителя |i+—i-|, из­меренных тогда, когда напряжение на выходе усилителя равно нулю. Этот разностный ток в значительной степе­ни говорит о том, насколько велика несимметрия входно­го каскада ОУ. Если значение ∆iвх близко к нулю, то влияние входных токов i+ и i- на входное напряжение ОУ можно существенно уменьшить, устанавливая одина­ковыми эквивалентные проводимости внешних цепей, присоединенных к Н- и И-входам ОУ. Обычно ∆iвх со­ставляет 20—50 % iBХ.

Входное сопротивление (гвх)—сопротивление со сто­роны одного из входов ОУ, в то время как другой зазем­лен. В некоторых случаях это сопротивление называют входным сопротивлением для дифференциального сиг­нала, с тем, чтобы отличить его от входного сопротивле­ния для синфазного сигнала. Входное сопротивление ОУ может составлять 103—106 Ом и более.

Входное сопротивление для синфазного сигнала (гсф) определяют как отношение приращения синфазного на­пряжения к приращению среднего тока усилителя. Вели­чина гсф обычно на 1—2 порядка и более превышает гвх. На эквивалентной схеме рисунок 1 входное сопротивле­ние гвх показано в виде сопротивления, включенного ме­жду входами усилителя, а сопротивление гсф — в виде двух сопротивлений, включенных параллельно источни­кам токов i+—i-.

Коэффициент ослабления синфазного сигнала (МСФ) — отношение   коэффициента усиления К к коэффициенту передачи синфазного сигнала. Коэффициент передачи синфазного сигнала при этом определяется как отношение изменения выходного напряжения к вызвав­шему его изменению синфазного входного напряжения. Коэффициент ослабления синфазного сигнала может быть определен и по-другому: как отношение синфазно­го сигнала к вызванному этим сигналом изменению на­пряжения смещения усилителя.

Тракт передачи синфазного сигнала на эквивалент­ной схеме показан в виде сумматора входных сиг­налов е+ и е- и безынерционного звена с коэффициентом передачи 0,5/МСФ, напряжение с выхода которого, рав­ное обусловленному синфазным сигналом изменению на­пряжения смещения, подается через другой сумматор на вход основного усилительного звена.

Коэффициент влияния нестабильности источника пи­тания (Кп) — отношение изменения напряжения смеще­ния к вызвавшему его изменению одного из питающих напряжений ∆UП(иногда влияние нестабильности источ­ников положительного и отрицательного питающих на­пряжений характеризуют раздельными коэффициентами влияния). Этот коэффициент чаще всего равен 2*10-5- 2*10-4, что соответствует 20—200 мкВ/В.

Выходное сопротивление ОУ (гвых) определяется точно так же, как и для любого другого усилителя и со­ставляет обычно величину, лежащую в диапазоне от не­скольких десятков до нескольких сотен Ом.

Динамические свойства ОУ определяются обычно двумя параметрами: частотной полосой и скоро­стью изменения выходного сигнала.

Частотная полоса ОУ определяется, как правило, частотой единичного усиления f1, т. е. частотой, на кото­рой коэффициент усиления ОУ уменьшается до единицы. Значения f1 у большинства интегральных ОУ лежат в диапазоне от десятых долей мегагерца до нескольких десятков мегагерц.

Максимальная скорость нарастания выходного напря­жения ОУ (v) определяется при подаче на его вход им­пульса напряжения прямоугольной формы. Для типовых интегральных ОУ максимальная скорость нарастания лежит в диапазоне 0,3—50 В/мкс. Так как наибольшая скорость изменения синусоидального сигнала пропорцио­нальна амплитуде и частоте этого сигнала, то ограниче­ние скорости изменения выходного сигнала ОУ приводит к ограничению амплитуды выходного неискаженного гармонического сигнала на высоких частотах.

Параметры ОУ зависят от температуры окружающей среды.

Температурный дрейф напряжения смещения для интегральных ОУ со входными каскадами па биполяр­ных транзисторах составляет обычно 5—20 мкВ/К.

Для усилителей, входные каскады которых построе­ны на полевых или на составных биполярных транзисто­рах, температурный дрейф напряжения смещения лежит в диапазоне 20—100 мкВ/К.

Температурные изменения входных токов ОУ имеют различный характер в зависимости от типа транзисто­ров, использованных во входных каскадах. В ОУ с вход­ными каскадами на биполярных транзисторах входной ток уменьшается при увеличении температуры (это объ­ясняется тем, что коэффициент усиления транзистора воз­растает, в то время как коллекторный ток остается по­стоянным). При увеличении температуры от 20 до 125 °С входной ток ОУ на биполярных транзисторах уменьшает­ся почти в три раза и примерно во столько же раз воз­растает при уменьшении температуры от 20 до —60 °С.

В усилителях, входные каскады которых выполнены на полевых транзисторах, входной ток возрастает с уве­личением температуры. В этом случае входной ток — это в основном ток запертого р—n-перехода, который, как известно, возрастает примерно в 2 раза при увеличении температуры на 10 К.

Температурное изменение разности входных токов носит такой же характер, что и температурное изменение среднего входного тока: в ОУ с входными каскадами на биполярных транзисторах разность входных токов уменьшается с увеличением температуры, а в ОУ с вход­ными каскадами на полевых транзисторах — возраста­ет. Вследствие неидентичности параметров транзисторов входного каскада разность входных токов ОУ может из­меняться с относительным температурным коэффициен­том, в 1,5—2 раза большим, чем относительный ТК сред­него входного тока ОУ.

Температурный коэффициент коэффициента усиления ОУ может быть как положительным, так и отрицатель­ным в зависимости от температуры и типа ОУ. В полном диапазоне допустимых температур окружающей среды коэффициент усиления ОУ изменяется обычно не болеечем в 3—5 раз.

Частотная коррекция ОУ обычно осуществляется с помощью подключения конденсаторов и резисторов к соответствующим зажимам ОУ. Назначение частотной коррекции — предотвращать автоколебания выходного сигнала при охвате усилителя цепью отрицательной об­ратной связи (ООС). Причина автоколебаний — нежела­тельные фазовые сдвиги в усилителе и цепи ООС, вслед­ствие чего отрицательная обратная связь па некоторой частоте приобретает свойства положительной обратной связи.

Чем сложнее усилитель и чем выше его коэффициент усиления, тем более склонен он к самовозбуждению (са­мовозбуждение может возникать даже без цепи ООС за счет паразитных емкостей между входом и выходом).

Цепи коррекции снижают коэффициент усиления ОУ на той частоте, на которой фазовый сдвиг о замкнутом контуре равен 3600 (коррекция на отставание по фазе), или уменьшают сдвиг фаз на тех частотах, на которых коэффициент усиления в замкнутом контуре больше еди­ницы (коррекция па опережение по фазе).

Рекомендуемые для различных конкретных ОУ цепи коррекции обычно рассчитываются еще на стадии про­ектирования ОУ, и затем параметры этих цепей приво­дятся в руководствах по применению ОУ.

Ряд ОУ имеет встроенные цепи частотной коррекции, реализованные, как правило, на основе МОП-конденса­торов, формируемых в кристалле одновременно с други­ми элементами усилителя. К таким усилителям относят­ся, в частности, ОУ типов К140УД6, К140УД7, К140УД8, К544УД1. Наличие внутренней частотной коррекции яв­ляется существенным достоинством при эксплуатации усилителя, хотя и не позволяет в полной мере использо­вать динамические свойства усилителя при малых зна­чениях коэффициента отрицательной обратной связи β0 (внутренняя коррекция рассчитана на введение глубокой ООС, вплоть до βо = 1

Устойчивость усилителя, охваченного цепью отрица­тельной обратной связи, может существенно ухудшиться, если он нагружен на полное сопротивление, имеющее емкостной характер. В подобных случаях рекомендуется для предотвращения самовозбуждения подключать к выходному зажиму ОУ (внутри корпуса обратной связи) резистор сопротивлением 50 – 100 Ом. /2/

1.3 Описание работы трёхканального стабилизатора тока

В данной схеме трёхканального стабилизатора тока (рисунок ) операционный усилитель DA1 предназначен для стабилизации токов базы транзисторов VT1 – VT4. Транзистор VT1, а также резисторы R0 и R4 предназначены для формирования нужного падения напряжения на R4. Это напряжение смещения будет прикладываться к участкам база – эмиттер транзисторов VT1 – VT4. С помощью транзисторов VT2 – VT4 и резисторов R1 – R3 создаются нужные токи стабилизации.

Рисунок 2 – Принципиальная схема трёхканального стабилизатора тока

При подаче на вход схемы входного напряжения U0 потечёт ток I0  (2) через резистор R0, транзистор VT1 и резистор R4.

                                                                                               (2)

Ток не будет протекать через операционный усилитель DA1 поскольку он имеет очень большое входное сопротивление. Ток I0 создаёт падение напряжение UR4 на резисторе R4:

                                                                                           (3)

Затем можно определить сопротивления R1 – R3, находящиеся в эмиттерных цепях транзисторов VT2 – VT4.

Поскольку известно напряжение, приложенное к участку база – эмиттер данных транзисторов, а также токи, которые будут протекать через транзисторы, то можно рассчитать сопротивления R1 – R3:

                                                                                              (4)

                                                                                             (5)

                                                                                              (6)